近年來，隨著大功率開關電源的發(fā)展，對控制器的要求越來越高，開關電源的數(shù)字化和智能化也將成為未來的發(fā)展方向。

　　目前，我國的大功率開關電源多采用傳統(tǒng)的模擬控制方式，電路復雜，可靠性差。因此，采用集成度高、集成功能強大的數(shù)字控制器設計開關電源控制器，來適應不斷提高的開關電源輸出可編程控制、數(shù)據(jù)通訊、智能化控制等要求。

　　數(shù)字控制器設計

　　本文設計的數(shù)字控制器，采用TI公司24X系列DSP控制器中的TMS320LF2407A芯片作為主控制器，主要功能模塊包括：(1)DSP與可編程邏輯器件CPLD相配合實現(xiàn)全橋移相諧振軟開關驅動(2)偏磁檢測電路；(3)其他功能，如數(shù)據(jù)采集、保護及外部接口等?？刂葡到y(tǒng)結構如圖1所示。

　　移相控制波形的生成

　　TMS320LF2407A芯片包含兩個事件管理器EVA和EVB，每個事件管理器都包括兩個通用定時器，通用定時器GPT1和GPT2對應于事件管理器EVA，GPT1和GPT2對應于事件管理器EVB，通用定時器的結構如圖2所示。

　　通用定時器是PWM波形產生的基礎，每個通用定時器都可以提供一路單獨的PWM輸出通道。獲得指定周期指定脈寬的PWM信號的過程是：首先設置通用定時器控制寄存器TxCON確定計數(shù)器的計數(shù)模式和時鐘源；然后根據(jù)需要的PWM波形周期設置周期寄存器TxPR；接著裝載比較寄存器TxCMPR，確定PWM波形的占空比。通過上述相應的設置即可獲得指定周期、指定脈寬的PWM信號。

　　而輸出移相波形的關鍵是讓同一事件管理器中的兩個通用定時器同步工作，并且在一個通用定時器從零開始計數(shù)的時刻，賦予另一個通用定時器計數(shù)器不同的初值，初值的大小決定兩個通用定時器輸出PWM波形的相位關系。本文利用事件管理器EVA的兩個通用定時器GPT1和GPT2的同步工作，產生移相波形。

　　為了避免因開關器件特別是IGBT器件在關斷時電流拖尾造成橋臂瞬時直通所造成的危害，還需要在同側橋臂的開關器件控制波形中添加死區(qū)。因為PLD具有可在線修改能力，可在PCB電路完成后隨時修改設計，而不必改動硬件電路，因此本文采用ALTERA公司的EPM7000S系列的CPLD芯片，通過編程生成控制波形的死區(qū)。如圖3所示。

　　磁偏檢測電路

　　在全橋電路中，一對功率開關管在工作周期的前半部分和后半部分交替地通斷，若它們的飽和壓降相等，導通脈寬也一樣，則稱電路工作在平衡狀態(tài)。但若由于某種原因導致兩個半周期內施加在中頻變壓器上的電壓不相等(例如功率開關管的飽和壓降有較大差異)或是一對晶體管的導通脈寬不相等(例如由于存儲時間的不一致、控制電路輸出脈寬不相等以及反饋回路引起的不對稱等)時，功率轉換電路就工作在不平衡狀態(tài)。變壓器的磁通在一個周期終了時不能返回到起始點，于是將在一個方向增大，其工作區(qū)域將偏向一個象限，引起磁芯飽和從而導致功率開關管損壞，逆變失敗，此即所謂“單向偏磁”。

　　為了避免變壓器的飽和，充分發(fā)揮數(shù)字控制器的優(yōu)勢，盡量簡化主電路的設計，增加變壓器的利用率，本文設計中采取以下方法來進行磁偏的檢測和控制。如圖4所示，通過互感器分別檢測變壓器的一次側正負半周的電流大小，將檢測得到的值HCQ1和HCQ2進行比較，一旦某個半周的電流偏大超過一定的值，則認為出現(xiàn)了偏磁，將該信號送入TMS320LF2407A的捕獲單元功能，產生捕獲中斷并通過中斷程序去調整相應橋臂的功率開關管驅動脈沖的寬度，強制對變壓器進行磁恢復，防止變壓器飽和現(xiàn)象的發(fā)生。

　　數(shù)據(jù)采樣及濾波

　　為了確?？刂瓢迮c系統(tǒng)主電路的信號隔離，數(shù)據(jù)采樣電路上采用與霍爾電壓傳感器和霍爾電流傳感器接口，確保采樣輸入電路的信號與采樣輸出信號的完全隔離。